CSAMT法接收系统a中电磁耦合效应研究

引用本文

张振宇, 王大勇, 雷达, 王刚, 姚大为, 朱威. CSAMT法接收系统a中电磁耦合效应研究[J]. 物探与化探, 2015,39(2): 376-382.
ZHANG Zhen-Yu, WANG Da-Yong, LEI Da, WANG Gang, YAO Da-Wei, ZHU Wei. Research on electromagnetic coupling effects in CSAMT receiving system[J]. Geophysical and Geochemical Exploration, 2015,39(2): 376-382.
Doi:10.11720/wtyht.2015.2.28 复制到剪切板

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CSAMT法接收系统a中电磁耦合效应研究

张振宇¹, 王大勇¹, 雷达², 王刚¹, 姚大为¹, 朱威¹

1. 中国地质科学院地球物理地球化学勘查研究所,河北廊坊 065000

2.中国科学院地质与地球物理研究所,北京 100029

作者简介: 张振宇(1983-),男,硕士研究生,2010年毕业于成都理工大学,现在主要致力于电磁法研究。

收稿日期: 2014-02-19

基金: 中国地质科学院地球物理地球化学勘查研究所所长基金项目(AS2012J10); 青南藏北冻土区天然气水合物资源勘查项目(GZH201400301)

摘要

针对可控源音频大地电磁法(CSAMT)野外数据采集中接收电缆线之间、接收电缆线和大地之间存在的电磁耦合效应,通过电磁耦合理论研究和等效电路计算,推导正演模拟计算公式,结合各种模型的正演模拟计算和野外实际数据对比,研究了可控源音频大地法中影响电磁耦合效应的三种因素,包括:电缆线长度、不极化电极接地电阻、信号频率,总结出三种因素对应的电磁耦合特征,即:接收系统中电缆线长度越长,电缆线之间的耦合电容越大,视电阻率曲线在高频段出现下降的趋势越明显,曲线畸变越明显;野外不极化电极上接地电阻越大,视电阻率曲线在高频段表现出下降的趋势越明显,曲线畸变越明显;电路中信号频率越高,感抗和容抗越大,曲线畸变越明显,当信号频率增大到一定的值时,电路中的感应容抗就不再继续增大,曲线趋于稳定。

关键词: 电磁耦合; 电缆; 等效电路计算; CSAMT; 正演模拟计算

中图分类号:P631.3 文献标志码:A 文章编号:1000-8918(2015)02-0376-07

Research on electromagnetic coupling effects in CSAMT receiving system

ZHANG Zhen-Yu¹, WANG Da-Yong¹, LEI Da², WANG Gang¹, YAO Da-Wei¹, ZHU Wei¹

1.Institute of Geophysical and Geochemical Exploration Technology Chinese Academy of Geological Sciences,Langfang 065000,China

2.Institute of Geology and Geophysics Chinese Academy of Science,Beijing 100029,china

Abstract

In the light of the electromagnetic coupling effect between the receiving cables and between the receiving cable and the earth in data collection in CSAMT and through electromagnetic coupling theory and equivalent circuit calculation,the authors derived the forward modeling formula. Based on a variety of models and forward simulations in comparison with actual field data,the authors studied three factors affecting electromagnetic coupling effects in CSAMT,i.e., cable length, ground resistance of non-polarized electrode, and signal frequency, and summarized three kinds of phenomena corresponding to electromagnetic coupling characteristics: the longer the cable of receiving system, the larger the electromagnetic coupling effects between the cables, the more obvious the distortion of apparent resistivity curve in the high frequencies, and the more evident the distortion of curves; the bigger the ground resistance of non-polarized electrode, the more obvious the distortion of apparent resistivity curve in the high frequencies, and the more evident the distortion of curves; the greater the signal frequency, the larger the inductance and the capacitance, and the more obvious the distortion of curves. When the signal frequency increases to a certain value, the capacitance and the inductance no longer continue to increase, and the curves tend to be stabilized.

Keyword: electromagnetic coupling; cable; equivalent circuit calculates; CSAMT; forward simulation calculation

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众所周知, 在电磁勘探中任何一种电磁方法都存在电磁耦合效应。以激发极化法为例, 自20世纪50年代起, 国外便开始研究各种典型情况下(均匀大地、层状介质)激电观测中的电磁耦合效应以及去除电磁耦合效应的方法。在国外^[2], Millett公开发表了激电观测中均匀半空间表面上偶极— 偶极测量时电磁耦合实用计算对照表; Dey等详细论述了多层介质条件下频率域和时间域偶极— 偶极和三极装置的电磁耦合; Zonge认为高频激电效应弱而电磁效应强, 低频则相反, 据此利用多频率测量进行校正; Pelton将感应耦合近似地作为值等于1的Cole-Cole模型, 从观测的总响应中去除, 从而达到电磁耦合校正的目的。IlyasCaglar对电阻率随深度呈指数规律变化的地电模型进行了研究, 并介绍了在地表激发极化数据中计算电磁耦合效应的算法。

国内, 郭鹏提出相位激电电磁耦合两频较正技术^[5]; 王书民等提出相位激电(偶极— 偶极)单频电磁耦合校正方法^[3]; 战克等对变频法中电磁耦合规律进行了深入分析, 并进行了近似校正; 罗延钟等对电磁耦合也做出了一系列卓有成效的工作, 提出了具有代表性的校正方法。其余各电磁方法中也提出了相关方法中存在的电磁耦合效应, 并且研究了相应的校正方法。

笔者针对可控源音频大地电磁法(CSAMT)野外数据采集中接收屏蔽电线之间、以及与大地之间存在的电磁耦合效应, 通过等效电路计算和公式推导, 研究了CSAMT中影响电磁耦合效应的三种因素, 并且总结出各自的电磁耦合特征。

1 实验研究内容

1.1 电磁耦合原理

电缆的电容性耦合原理。由于电容实际上是两个导体构成, 因此两根导线就构成了一个电容, 称之为导线之间的寄生电容。由于这个电容的存在, 一根导线中的能量能够耦合到另一根导线上, 这种耦合即为电容性耦合, 研究表明, 抑制电容性耦合的有效方法是减小耦合电容C。

电缆的电感性耦合原理。电感性耦合也称为磁耦合, 它是由电路间的磁场相互作用所引起的, 当一根导线上的电流发生变化, 而引起周围磁场发生变化时, 若另一根导线在这个变化的磁场中, 则这根导线上会感应出电动势, 于是, 一根导线上的信号就耦合进了另一根导线上, 研究表明电缆线之间感性耦合的程度与电流的变化率成正比。

1.2 正演模拟技术

在正演模拟计算中, 我们把可控源音频大地电磁法(CSAMT)某一接收电位上电磁耦合效应等效为一个包括测量系统输入电阻和电容的等效电路, 通过对等效电路图的等效计算, 最终获得正演计算公式, 等效电路图如图1^[1]。

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	图1 CSAMT接收装置等效电路

在图1中:V_R是仪器接收电位; V₁是某一个不激化电极上的电位; V₂是某一个不激化电极和地面间的平均电位; R_C是某一个不激化电极自身的内阻与不激化电极和大地之间的接触电阻和; C_W是电线与大地之间和电线之间的电容和; R_W是电线的电阻; L_W是电线的电感; R₁是测量装置的输入电阻; C₁是测量装置的输入电容; L是电线长度。

当频率低于10 000 Hz时, 测量装置的输入阻抗和电容可以忽略不计(如上图R₁、C₁)。从图1等效电路可以推导出电线和大地之间的阻抗为

$\begin{matrix} j X_{C} = j / (2 πfL C_{w}), (1) \end{matrix}$

测量电位

$\begin{matrix} V_{R} = \frac{j X_{C} V_{1}}{R_{C} + j X_{C}} + \frac{R_{C} V_{2}}{R_{C} + j X_{C}} 。 (2) \end{matrix}$

当接收点远离发射电流源时, V₁是恒定, V₂可以等效为0.5V₁, 上边的推导就可以简化为

$\begin{matrix} V_{R} = \frac{j X_{C} V_{1}}{R_{C} + j X_{C}} + \frac{0.5 R_{C} V_{1}}{R_{C} + j X_{C}}, (3) \end{matrix}$

即

$\begin{matrix} \begin{matrix} V_{R} = (\frac{1}{1 - j 2 πfL C_{W} R_{C}} - \frac{jπfL C_{W} R_{C}}{1 - j 2 πfL C_{W} R_{C}}) V_{1}, (4) \\ V_{1} = \frac{V_{R}}{(\frac{1}{1 - j 2 πfL C_{W} R_{C}} - \frac{jπfL C_{W} R_{C}}{1 - j 2 πfL C_{W} R_{C}})}, (5) \\ V_{1}' = \frac{V_{R}'}{(\frac{1}{1 - j 2 πfL C_{W}' R_{C}'} - \frac{jπfL C_{W}' R_{C}'}{1 - j 2 πfL C_{W}' R_{C}'})} 。 (6) \end{matrix} \end{matrix}$

式中:V₁', V_R', C_W', R_C'是对应另一个不极化电极的参数值, 依次为电极上的电位、仪器上的接收电位、电线与大地之间和电线之间的电容和、电极自身的内阻与电极和大地之间的接触电阻和。由于野外直接测量得到的是两不极化电极的电位差, 通过上边公式分别计算出两电极上的电位V₁、V₁', 再计算出两电极的电位差Δ V, 由于

$\begin{matrix} \begin{matrix} ΔV = V_{1} - V_{1}' = E_{x} \times MN \times I, (7) \\ E_{x} = ΔV / (MN \times I), (8) \\ ρ = \frac{1}{5 f} {|\frac{E_{x}}{H_{y}}|}^{2} 。 (9) \end{matrix} \end{matrix}$

其中:E_x为电场值; MN为收发距; I为发射电流。通过上边的公式递推, 最终可以通过测量电压V_R和V_R'值转换到视电阻率上。通过上边的等效换算和公式推导, 就得到了计算可控源音频大地电磁法接收系统中电磁耦合效应正演模拟的计算公式

$\begin{matrix} ρ = \frac{1}{5 f} {|\frac{V_{1} - V_{1}'}{MN \times I \times H_{y}}|}^{2} 。 (10) \end{matrix}$

2 正演模拟验证

EMIGMA软件是基于积分方程法的三维电磁法、重力、磁法、IP等综合地球物理成像建模与反演平台, 它可以实现3D电磁法、3D重力、3D电阻率法的反演, 实现电磁场模拟和稳健快速的3D正演计算, 为一系列综合地球物理数据提供解释平台。笔者运用EMIGMA软件进行CSAMT法正演模拟计算, 对比验证以上正演公式(10)推导的准确性。

为验证上边等效递推公式的正确性, 笔者选择了几组典型的地电模型参数进行了正演模拟计算, 同时把各地电模型正演模拟计算结果和国内外行业认可的EMIGMA软件进行的正演结果进行了对比, 对比结果表明, 运用上边的递推公式(10)进行正演计算的结果与各地电模型参数相符, 符合实际情况, 各模型计算对比结果如下。

2.1 均匀半空间模型计算

地电模型参数为:发射源AB=1 500 m; 收发距, 6 000 m; MN=50 m; 接地电阻, 2 000 Ω ; 均匀半空间电阻100 Ω 。图2是本文方法计算的视电阻率和阻抗相位曲线; 图3是EMIGMA软件计算的视电阻率和阻抗相位曲线。

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	图2 本文方法计算的视电阻率和阻抗相位曲线

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	图3 EMIGMA软件计算的视电阻率和阻抗相位曲线

2.2 两层模型

地电模型参数为:发射源AB=1 500 m; 收发距6 000 m; MN=50 m; 接地电阻, 2 000 Ω ; 层状模型电阻率依次为100 Ω 、10 Ω ; 第一层厚度为300 m。图4是本文方法计算的视电阻率和阻抗相位的曲线; 图5是EMIGMA软件计算的视电阻率和阻抗相位曲线。

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	图4 本文方法计算的视电阻率和阻抗相位曲线

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	图5 EMIGMA软件计算的视电阻率和阻抗相位曲线

2.3 四层模型

地电模型参数为:发射源AB=1 500 m; 收发距6 000 m; MN=50 m; 接地电阻, 2 000 Ω ; 层状模型电阻率依次为100、500、1 000、100 Ω ; 各层厚度依次为50、100、260 m。图6是本文方法计算的视电阻率和阻抗相位的曲线; 图7是EMIGMA软件计算的视电阻率和阻抗相位的曲线。

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	图6 本文方法计算的视电阻率和阻抗相位曲线

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	图7 EMIGMA软件计算的视电阻率和阻抗相位曲线

从上边结果可以看出, 通过公式推导计算的正演模拟计算结果和运用EMIGMA软件进行计算的结果是一致的, 也与设计地电模型特征相吻合, 说明以上等效电路图推导计算出的正演模拟计算公式符合实际情况, 是正确的。

3 不同参数正演模拟结果及特征

为了总结可控源音频大地电磁法中电磁耦合效应特征, 下边依次改变野外接收电缆线的长度、野外不极化电极接地电阻值和信号频率分别进行均匀半空间模型和层状模型正演模拟计算, 计算结果如下。

3.1 不同长度接收电缆线

经过查阅资料获悉, 不同材质的电缆芯线电容相差很大。在实际野外测量中, 由于不同测量方式接收线的长短不同, 致使耦合电容不同, 从而导致高频视电阻率和阻抗相位发生畸变, 下边直接给出不同耦合电容值进行计算。

3.1.1 均匀半空间模型

地电模型参数为:发射源AB=1 500 m; 收发距, 6 000 m; MN=50 m; 接地电阻, 4 000 Ω ; 均匀半空间电阻, 100 Ω ; 耦合电容依次为0、1 200、3 200、4 500 pF; 图8是均匀半空间模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线。

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	图8 均匀半空间模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线

3.1.2 层状模型

地电模型参数为:发射源AB=1 500 m; 收发距, 6 000 m; MN=50 m; 接地电阻, 4 000 Ω ; 层状模型电阻率依次为100、500、1 000、100 Ω ; 耦合电容依次为0、1 200、3 200、4 500 pF。图9是层状模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线。

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	图9 层状模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线

从上边的均匀半空间模型和层状模型正演结果可以看出, 耦合电容值越大(电缆线越长), 在高频段视电阻率值比设计模型的要偏小, 曲线开始出现畸变的频点越低, 并且频率越高, 曲线畸变越明显, 当信号频率升到大约104 Hz处, 三条电阻率曲线交汇, 反应了当信号频率增大到一定值时, 电路中的容抗就不再随着信号频率的增高而增大, 这和实际高频电路的情况是相符的; 阻抗相位方面, 耦合效应越强, 阻抗相位曲线反而往上翘, 畸变特征明显, 上述特征在均匀半空间模型和层状模型中均有明显的体现。

3.2 不同接地电阻

3.2.1 均匀半空间模型

地电模型参数为:发射源AB=1 500 m; 收发距, 6 000 m; MN=50 m; 均匀半空间电阻, 100 Ω ; 耦合电容, 120 pF; 接地电阻为100 Ω 。图10是均匀半空间模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线。

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	图10 均匀半空间模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线

3.2.2 层状模型

地电模型参数为:发射源AB=1 500 m; 收发距, 6 000 m; MN=50 m; 接地电阻, 4 000 Ω ; 层状模型依次电阻率为100、500、1 000、100 Ω ; 耦合电容为120 pF; 接地电阻依次为0、500、1 500、4 000 Ω 。图11是层状模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线。

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	图11 层状模型视电阻率和阻抗相位正演模拟曲线

从均匀半空间模型和层状模型正演结果可以看出, 接地电阻的改变使视电阻率和阻抗相位曲线严重畸变。视电阻率方面:接地电阻越大, 在高频段视电阻率值往下掉的越厉害, 畸变越大, 并且接地电阻越大, 视电阻率开始出现畸变的频点越低; 阻抗相位方面, 接地电阻越大, 高频部分往上翘的越厉害, 畸变越明显, 均匀半空间模型和层状模型都有相同的特点。

从改变接地电阻和改变耦合电容正演模拟计算结果对比可以发现, 两者视电阻率曲线和阻抗相位的变化形态、趋势几乎一致, 接地电阻也是影响电路中电磁耦合效应的一个因素, 接地电阻越大, 电磁耦合效应越强, 曲线畸变越明显。

3.3 野外某工区CSAMT数据对比

图12是某工区CSAMT测量的原始数据运用成都理工大学王绪本教授的MTSOFT软件打开的数据总览, 左边是视电阻率双对数坐标曲线(横轴是周期), 右边对应的是阻抗相位曲线(横轴是周期)。从曲线图可以看出, 在接近104 Hz处视电阻率曲线有明显下降的趋势, 整体表现为曲线高频往下降, 与整体高频段的曲线趋势完全相反, 这一特点与前边通过等效电路推导计算并正演模拟的可控源音频大地电磁法中电磁耦合特征相一致, 说明CSAMT野外实际数据采集过程中, 由于受电磁耦合的影响, 致使采集到的数据存在误差。

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	图12 某工区CSAMT测量曲线

4 结论

笔者主要从电磁耦合原理出发, 结合野外实际接收测线布置方式, 通过对整个电路的等效计算, 理论推导出CSAMT接收系统中包含有电磁耦合效应的正演模拟计算公式。通过不同的地电模型进行正演模拟计算, 并结合野外采集数据进行对比研究, 最终总结出影响CSAMT中三种因素的电磁耦合特征。

(1)电缆线的长度。电缆线长度越长, 电缆线之间的耦合电容越大, 视电阻率曲线在高频段出现下降的趋势越明显, 曲线畸变越明显。

(2)接地电阻。野外不极化电极上接地电阻越大, 视电阻率曲线在高频段表现出下降的趋势越明显, 曲线畸变越明显。

(3)信号频率。由电磁耦合原理可知, 在高频电路中, 电路中信号频率越高, 感抗和容抗越大, 曲线畸变越明显, 当信号频率增大到一定的值时, 电路中的感应容抗就不再继续增大, 曲线趋于稳定。对于CSAMT来说, 由于电磁耦合效应的影响, 采集的数据在高频段会受到电磁耦合效应的影响, 并且信号频率越高, 对应频率值采集到数据的误差越大。

综上所述, 在CSAMT接收系统中, 由于接收电缆线之间、接收电缆线和大地之间的电磁耦合效应, 致使在高频段采集到的数据与实际数据不相符, 在野外数据采集中应该注意尽量使接收线不要太长(在满足工作需要的情况下尽量不要有多余的接收线盘绕在地上); 在野外操作中要对不极化电极的接地电阻进行处理, 使接地电阻尽量小(最好小于2 000 Ω ); 在能满足设计勘探深度的情况下, 设计的频率值应该尽量不要太大。以上总结出CSAMT中影响电磁耦合效应的三个因素与对应的电磁耦合特征, 为可控源音频大地电磁法野外数据采集和后续剔除CSAMT中电磁耦合效应提供参考。

The authors have declared that no competing interests exist.

参考文献

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何继善, 熊彬, 鲍力知, 等. 激发极化观测中电磁耦合的时间特性[J]. 地球物理学报, 2008, 51(3): 886-893.

In order to remove the electromagnetic coupling interference which was encountered frequently in IP measurement, most previous studies were based on the frequency characteristics of EM coupling. According to the basic formulas of electric dipole EM coupling and by means of Laplace transform and numerical integration, the time course and characteristic of EM coupling were studied in this paper. The research has shown that: ⑴ the response voltage difference of dipole array shows as a rising slope when rectangular current is turned on and a dropping slope when current is turned off, which both defer the arrival time of EM signal. ⑵ the middle-grads array response of EM coupling shows as a positive sharp pulse when rectangular current is turned on and a negative sharp pulse when the current is turned off, which defer the arrival time of EM signal too. No matter what kind of array, compared with the on-off time of IP, EM coupling is eventually a short-lived transient phenomenon. EM couplings of all kinds of configurations have dissimilarities as well as similarities. Under the general geoelectric conditions of solid mineral prospecting, the time course of EM coupling does not exceed 10 -2 s using middle-grads or dipole 〖JP2〗array. Utilizing these time characteristics, we can distinguish and remove EM coupling from IP data.

为了克服激发极化观测中经常遇到的电磁耦合干扰，以往研究大多基于电磁耦合的频率特点.本文从电偶极子电磁耦合的基本公式出发，借助拉普拉斯变换和数值积分，着重研究了电磁耦合的时间历程及特点.研究表明，在足够长时间的矩形电流激励下，偶极装置电磁耦合的响应电位差表现为矩形激励电流开通时的上升斜坡和关断时的下降斜坡，并且使电磁信号到达的时间推迟；中间梯度装置的电磁耦合响应表现为矩形激励电流开通时的正尖脉冲和关断时的负尖脉冲，同时也使电磁信号到达的时间推迟.与激电法常用矩形电流的接通（关断）时间相比，不论采用何种观测装置，电磁感应耦合终归是一种“短命”的瞬变现象.不同装置的电磁耦合既有不同之处，又有相同之点.在固体矿产勘查常见的地电条件下，就激电法常用的中间梯度和偶极装置以及供电波形而言，电磁耦合的时间一般不超过10 -2 s，利用这些时间特点能够达到区分并克服电磁耦合的目的.

... 在国外^[2],Millett公开发表了激电观测中均匀半空间表面上偶极#cod#x02014 ...

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This paper deals mainly with an electromagnetic coupling correction technique for phase IPmethod (dipole dipole, called dipole for short). Its principle is as follows: the apparent resistivity is regarded approximately as uniform terrestrial resistivity, and the direct calculation method for electromagnetic inductive response of dipole device is employed under the uniform terrestrial condition to figure out electromagnetic inductive response; then the inductive response is subtracted from the observed total response so as to attain the aim of electromagnetic coupling correction.

Institute of Geophysical and Geochemical Exploration, CAGS, Langfang 065000, China

主要介绍一种相位激电法(偶极—偶极,以下简称偶极)电磁耦合校正方法,其原理是将视电阻率近似视为均匀大地电阻率,利用均匀大地条件下偶极装置电磁感应响应的正演计算方法,算出电磁感应响应,再将其从观测的总响应中去除,从而达到电磁耦合校正的目的。

... 偶极)单频电磁耦合校正方法^[3] ...

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摘　要：飞机上电缆之间的电磁干扰是普遍存在的，大多数干扰现象发生在同一线束中的导线之间。本文介绍了两电缆之间的电磁耦合的预测方法，并提出了降低电磁耦合的措施。

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This paper describes the forward computing method of phaseIP (induced polarization) electromagnetic coupling, which is based on the uniform terrestrial condition. The intermediategradient and dipoledipole device electromagnetic coupling responses are simulated. According to the rule that electromagnetic coupling varies with the working frequency, this paper puts forward an electromagnetic coupling correction means that adopts phases of two frequencies. The effectiveness and the applying effects of the decoupling method are analyzed in combination with practical examples.

介绍均匀大地条件下相位激电电磁耦合的正演方法，模拟计算了中梯和偶极—偶极装置下的电磁耦合响应；根据电磁耦合随频率变化的规律，提出了采用2个频率的相位值进行电磁耦合校正的方法；结合实例，分析了该去耦方法的有效性和应用效果。

... 国内,郭鹏提出相位激电电磁耦合两频较正技术^[5] ...

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有关高空核爆电磁脉冲(HEMP)的标准,我国推荐的1976 HEMP和IEC推荐的1996 HEMP的早期波形是不同的.针对两种HEMP标准,采用传输线方程计算了不同长度电缆受HEMP影响的情况,结果表明电缆的1976 HEMP早期耦合效应较1996 HEMP早期耦合效应要严重的多.

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0.0

谢鹏浩, 谭志良, 张荣奇. 对某电子设备典型后门耦合效应的仿真分析[J]. 河北师范大学学报: 自然科学版, 2008, 32(1): 42-45.

为了研究某型电子设备的电磁耦合规律,利用电磁仿真软件FEKO建立了设备模型和所需的电磁场环境.研究表明:无内部设备,当频率在400 MHz以上时设备内部准中心位置呈现中心聚集效应和明显的窗口耦合;有内部设备,当频率在50MHz时门缝处电磁耦合明显,明显的耦合现象发生在500 MHz以上频率,内部设备附近产生强耦合场;在平面电磁波作用下,设备内部电场强度随频率增加逐渐均匀化且数值增大,后门窗口处效应呈现明显增强,内部电磁场发生畸变;仿真结果为实际试验和具有类似尺寸孔隙的设备提供了参考.

2009

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殷成方. 多芯电缆耦合性能研究[D]. 南京: 东南大学, 2009.

多芯电缆具有结构紧凑、便于布线等优点，因而被广泛应用于舰船、飞机、运载火箭、飞船、雷达、计算机网络系统等通信和控制领域的复杂电子系统中。但电缆的分布参数将会导致电缆芯线之间产生电磁耦合干扰，即芯线串扰。例如数字通信应用中，当传输信号的频率越高、脉冲沿越陡，芯线串扰就越严重，因而产生诸如通信失效，嗓音增大，传输误码，信号误差甚至控制中的误动作等电磁兼容问题，进而影响整个系统的电磁兼容性能。本文以电缆的容性耦合、感性耦合以及传输线理论等电缆的耦合理论为基础，阐述了多芯电缆的芯线之间电磁耦合干扰产生的基本原理，以及耦合...

2008

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张振新, 周珊. 多芯电缆屏蔽效性测试方法研究[J]. 电子质量, 2008, (7): 83-85.

首先介绍了屏蔽效能的定义,然后根据多芯电缆和同轴电缆的区别与联系,提出了适用于测量多芯屏蔽电缆效能的注入线测试方法,并且比较了测试结果和仿真结果,为测试人员合理选择有效的测试方法提供了依据。

2008

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殷成方, 邬昌峰. 多芯电缆耦合性能测试分析[J]. 中国制造业信息化, 2008, 37(19): 63-66, 70.

首先阐述了多芯电缆芯线之间的电磁耦合原理,提出了一种运用信号源和频谱分析仪对多芯电缆芯线间耦合性能进行测试的简便测试方法,并对一种舰船用的25芯电缆各芯线间的电磁耦合性能进行了测试,通过对测试结果的对比分析,总结出了多芯电缆芯线间电磁耦合的一般规律.

2008

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2004

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邱畅. 多芯电缆的抗干扰技术和测试研究[D]. 西安: 西安电子科技大学, 2004.

该文根据多导体传输线理论、电磁兼容理论、屏蔽理论等,研究了信息设备互连系统的信息防泄漏技术,讨论了多芯互连电缆的电磁泄漏机理和影响因素,全面分析了多芯互连电缆的屏蔽和耦合等特性.提出了适用于多芯屏蔽电缆转移阻抗测试的改进型注入线测试方法,对多芯电缆进行了实测和分析,并与仿真结果进行对比,取得了较为满意的效果.其次具体分析了屏蔽层的各种端接方式和不同接地情况对芯线间串扰的影响.最后分析了外界电磁场对电缆的影响,分别计算电场耦合到平行双线、双绞线和屏蔽双绞线上的电压和电流,讨论了外界电磁场对多芯屏蔽线的耦合,并进行...

2000

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尹雷, 伊晓幸, 洪伟. 电磁耦合问题的区域分解算法[J]. 微波学报, 2000, 16(5): 469-474.

In this paper, a fast and rigorous algorithm is presented for the analysis of electromagnetic fields penetrating narrow slots and lapped joints in thick conducting screens. The method is to combine FDFD with Domain Decomposition Method (DDM). By splitting the original structure into several regular sub-domains through DDM, the problem was reduced into some independent small problems. Further more, these problems can be easily solved by using FDFD method with only O(N) in both computation effort and memory storage requirement. Different structures were calculated and the numerical results show good agreements with published data, which demonstrated the validity of the new method.

作为偏微分方程数值解新技术，区域分解算法对于大型复杂问题的求解表现出巨大的优越性。本文将其与频域有限差分法(FDFD)结合，对有限厚度导体平面上缝隙电磁耦合问题进行了分析。通过将所分析的结构划分为多个相对独立的规则子域，使原问题中差分方程的系数矩阵转换为各子域中带宽极窄的带状阵，从而使计算时间和计算所需内存分别下降为O(N)和O(max(Ni))，其中N为总网格点数，Ni为第i个子域的网格点数。数值结果与文献提供的结果吻合，证明了该法的有效性。同时，该法很容易实现并行计算，为进一步提高计算效率提供可能。